ＰＳｐｉｃｅ（評価版）でパワーアンプ出力段をＳｔｕｄｙする
その２
バイポーラトランジスタはＦＥＴと違って電流で動作する。
だから、ＳＥＰＰ出力段が負荷に電力を供給するために必要なコレクタ電流は、その１／ｈＦＥのベース電流が前段から供給されないことには決して流れない。要するにバイポーラトランジスタは必要なベース電流が供給されなければその能力を発揮できないのだ。
当たり前。
なのだが、８年振りにＮｏ−１７４、Ｎｏ−１７６と連続してバイポーラＴＲを終段に起用した完全対称型パワーアンプが発表されて・・・
「君のＮｏ−１３９（もどき）たちは大丈夫なのかね・・・」 はっ。ｍ（＿＿）ｍ
という訳で、２段目差動アンプのＳＥＰＰ出力段ドライブ能力≒ＳＥＰＰ出力段の低インピーダンス負荷ドライブ能力についてちょっとシミュレーション。
Ｎｏ−１３９の２段目差動アンプと出力段である。
２つの電流源が２段目差動アンプの無信号時の電流出力を担当している。これにシリーズとなっている相互に位相反転した方形波電流源が信号出力電流を担当し、全体として２段目差動アンプの理想動作状態を模倣（シミュレート）している。
終段ダーリントンＳＥＰＰはＮｏ−１３９そのものだ。おっと、エミッタ抵抗を省いている点は違うか（＾＾；
取りあえず終段２Ｎ３０５５のアイドリング電流は少な目に１００ｍＡである。
この場合、この終段のアイドリング電流の設定により２段目差動アンプの動作電流は規定されてしまう。このモデルでは上のとおり５．６４ｍＡだ。Ｎｏ−１７４，Ｎｏ１７６のように２段目に定電流回路を使用しないＮｏ−１３９型式ではそれが必然だ。まっ、直結アンプだからもとよりこんなもの。
そして、２段目は差動アンプだからその動作点が５．６４ｍＡと決定すると動作範囲も５．６４ｍＡを中心として０ｍＡ〜１１．２８ｍＡに決まってしまう。すなわち、２段目差動アンプが終段ＳＥＰＰに供給出来る電流は最大でも１１．２８ｍＡなのである。
要するに２段目差動アンプはこの場合１１．２８ｍＡ以上の電流を終段ＳＥＰＰには供給できないわけなので、では、その電流は終段が負荷をドライブするのに十分なものなのか？ がテーマなのである。
そこで、出力負荷のＲ１をパラメトリックに２Ω、４Ω、８Ω、１６Ωと変化させて、その方形波応答を観るのである。
そのピークを見れば答えは一目瞭然。という思惑だ。（＾＾）
実際に波形を観る回路はこれ。
違いは入力方形波の振幅ピークが±５．６５ｍＡとなっていることだけである。上はアイドリング電流を観るためにわざわざプラス側だけの方形波振幅にしたもの。
結果はこう。
凡例左から負荷Ｒ１＝２Ω、４Ω、８Ω、１６Ωの場合。
負荷２Ω時でピーク１４．９Ｖ、４Ω時ピーク２５．７Ｖ、８Ω時ピーク４０．５Ｖである。負荷１６Ω時は電源電圧で飽和している。
今回は、ここに出力電圧が負荷に大体比例するということを観るのではなくて、負荷が２Ω、４Ω、８Ω、１６Ωの場合にこのＳＥＰＰ出力段が出力可能な電圧の限界を観るのである。何故なら、これが２段目差動アンプが最大限に出力段をドライブした時のものだから。だから、ここで出力電圧の限界とは即ち出力電流の限界であり結果出力電力（パワー）の限界である。
そこでそのピーク電圧から計算すると、この出力段は負荷８Ωには４０．５＾２／（２＊８）≒１０２Ｗ、４Ωには２５．７＾２／（２＊４）≒８３Ｗ、２Ωには１４．９＾２／（２＊２）≒５５．５Ｗの出力が限界であるということが分かる。それは即ちこの２段目差動アンプが出力段に出力させることが出来る２段目差動アンプの能力の限界ということなのだ。すなわち、負荷８Ω、４Ω、２Ωの場合はこれ以上いくら電源電圧を上げてもこれ以上の出力は２段目差動アンプの能力の限界により得られないということである。
では負荷１６Ωについてはどうか、というとその場合は４８．５Ｖ程度のピークになっているから７３．５Ｗということになるが、それは２段目差動アンプの能力の限界によるものではなく電源電圧が５０Ｖであることによる限界だ。
そういえばＮｏ−１３９オリジナルの最大出力は電源電圧±５０Ｖで１００Ｗ／８Ωだったが、このシミュレーション結果からするとそれは電源電圧に規定されたものではなく、２段目差動アンプのドライブ能力に規定されたものだった、ということになる。がどうだろう。
さて、問題は我が１３９（もどき）は大丈夫か、ということなのだが、我がＮｏ−１３９（もどき）の回路も素子もこれに同じだ。ただ、出力段の電源電圧が±３４Ｖである点が違うというだけである。ので、このシミュレーション結果がそのまま使えるだろう。
で、このシミュレーション結果からして我がＮｏ−１３９（もどき）は負荷８Ωに対しては十分なドライブ能力があり電源電圧で規定される６０Ｗ程度の出力が可能であるが、４Ωや２Ωの負荷に対しては電源電圧を全て使い切れず、４Ωには８３Ｗ、２Ωには５５．５Ｗの出力が限界であろう、ということになる。
ここで折角の電源電圧を使い切れないのは残念だという見方も出来る。
が、実は低負荷インピーダンス対応能力は別途２Ｎ３０５５のＡＳＯ限界でも規定されているから、それを考えると全く残念ではないのだ。
そもそもＮｏ−１３９は４Ωや２Ωのスピーカーをがんがん鳴らすことを意図したものではないのである。そんなことをすれば２Ｎ２０３３の最大許容損失１１５ＷあるいはＡＳＯ限界を超えてしまって逝ってしまうだろう。だからそうならないように終段に過損失保護回路が付加され、４Ω負荷に対しては４２Ｗ、２Ω負荷に対しては１３Ｗ以上の出力が出ないようにリミッターがかけられているのだ。
要するにこの場合２段目差動アンプの終段ドライブ能力を規定する２段目差動アンプの動作設定はこれで必要十分なのである。
が、４Ω負荷に対して４２Ｗ出力で過損失保護するのはちょっと過保護ではないか。２Ｎ３０５５の許容最大損失からすれば４Ω負荷には１００Ｗ程度の出力を供給することが可能なはず、と考える場合は話は変わる。確かに２Ｎ３０５５の能力からすると４Ω負荷にはその程度の出力を期待しても良さそうではある。
ま、そうは言ってもそれは公称インピーダンス４Ωのスピーカーに対応するというより、公称インピーダンス８Ωのスピーカーのインピーダンスが周波数によって４Ω程度に下がるものもあるので、この場合に負荷インピーダンスの低下に反比例した電力供給を図る、というのが期待すべきスペックではないか。と、この２Ｎ３０５５のモデルからは思える。
のだが、そうなると、上の２段目差動アンプの設定がボトルネックということになってくる。
そこでどうするか？なのだが、本体に手を付けることなく何とかなるのが一番良い訳で、簡便に終段のｇｍが大きくなれば解決するだろう。と先ず考える。そのためには２Ｎ３０５５をもっとｇｍの大きいＴＲに交換すれば良いのだが、それは簡単に踏み切れるものではない。
で、素人は姑息なことを色々と考えてしまうのである。 ＞ （＾＾；
トランジスタのｇｍは動作電流が大きくなるほどに大きくなる。だから終段のアイドリング電流を大きくすれば電圧増幅度が大きくなり、結果、より少ない入力電流振幅で大きな出力が得られるのではないか、と。
そこで終段のアイドリング電流を３倍の３００ｍＡに増やしてみる。放熱条件からいってむやみに増やす訳にはいかないのだが、これだとまさにオリジナルＮｏ−１３９の設定だ。
負荷２Ω時でピーク１５．３Ｖ、４Ω時ピーク２６．７Ｖ、８Ω時ピーク４１．８Ｖ、負荷１６Ω時は電源電圧で飽和、と、僅かに出力電圧は大きくはなった。
が、ほとんど同じというレベルだ。
しかもこちらは２段目の電流振幅が±５．８５ｍＡと増加しているから、それを考えると全く変わらないと言っても良いかもしれない。
そこで２段目の電流振幅を５．６４ｍＡと、最初の場合に揃えてやってみる。
負荷２Ω時でピーク１５．１Ｖ、４Ω時ピーク２６Ｖ、８Ω時ピーク４１Ｖ、負荷１６Ω時は電源電圧で飽和。
終段のアイドリング電流が増えると終段のｇｍが増え出力電圧が増えることには違いないようだが、その差は微量だ。
ふ〜む。そんなものなのか。
２Ｎ３０５５自体のｇｍを観てみよう。
ＤＣ解析。Ｖｂｅ＝０．４Ｖ〜２．８ＶにおけるＩｃの変化である。コレクタ側には８Ωを負荷した動特性だ。したがってＩｏ＝６Ａ超で飽和している。
さて、この曲線の傾きがｇｍであるが、こうしてみるとｇｍが指数関数なのは立ち上がりのＩｃが５００ｍＡ以下の小電流領域だけで、それ以上のＩｃ領域では直線からさらにコンプレッサー特性で萎えてしまうものであることが分かる。へぇ〜、そうだったのですか。（。。）
と言っても、このモデルが現実の２Ｎ３０５５をどこまで正確にモデリングしているのか全く分からないので何とも言えないのだが（＾＾；
小電流領域を拡大してみる。
このグラフから概算すると、Ｉｃ＝１００ｍＡ付近でのｇｍは１．５Ｓ程度、３００ｍＡ付近では７．５Ｓ程度であり、０．５Ａ以上ではもうｇｍは一定になって９Ｓ程度であることが分かる。上のグラフと合わせてみるとｇｍはこの辺が最大でこれ以上のＩｃ領域ではｇｍは徐々に低下してしまうものであるわけだ。
モデリングが正しいものであるかどうかが分からないのが、まぁ、こんなものか。
Ｉｃ＝１００ｍＡ付近でのｇｍは１．５Ｓ程度、３００ｍＡ付近では７．５Ｓ程度と確かに５倍も違うのだが、上のように最大出力はどうかという場合はその時点でのｇｍが問題であって、アイドリング時のｇｍに期待しても筋違い、ということなのだろう。多分（＾＾；
では次に、終段ＳＥＰＰ入り口の２ＳＣ９５９のベース抵抗を大きくしてＩ／Ｖ返還効率を上げることで、と言うかベース抵抗に分流する電流ロスを下げることで終段のｇｍアップを図ってはどうか。と考える。
とまぁ、そう考えたのが実は我がＮｏ−１３９（もどき）その２だ。
が、こうすると当然に２段目差動アンプの動作電流設定値が小さくなってしまうのでこの抵抗をむやみに大きくすることは出来ない。そこで３３０Ωなのだが、結果下のとおり２段目差動アンプの動作点は３．７６ｍＡに減ってしまった。したがってその出力電流範囲も０ｍＡ〜７．５４ｍＡと大幅に減ってしまう。
あちらを立てればこちらが立たなくなるのがこの世の常であるのだが、とりあえず我がＮｏ−１３９（もどき）その２ではｇｍアップ効果の方が大きいことに期待したのであった。
ここにその成否が明らかになる。（＾＾；
結果を観てみよう。
負荷２Ω時でピーク１４．３Ｖ、４Ω時ピーク２５Ｖ、８Ω時ピーク３９．４Ｖ、負荷１６Ω時は電源電圧で飽和となった。
ベース抵抗２２０Ωの設定ではこれが負荷２Ω時ピーク１４．９Ｖ、４Ω時ピーク２５．７Ｖ、８Ω時ピーク４０．５Ｖ、負荷１６Ω時は飽和であったから、残念ながら終段ｇｍアップの試みは結果的には上手くいかなかったことになる。
８Ω時の振幅比は、３９．４／３．７６＝１０．４８対４０．５／５．６４＝７．１８であるからこの抵抗値を大きくすることが終段のゲインアップに寄与することは明らかだ。２２０Ωから３３０Ωと１．５倍にしたことで１０．４８／７．１８＝１．４６倍ゲインがアップしたことになる。
が、可能な振幅範囲が３．７６／５．６４＝０．６６７倍になってしまうためトータルでは１．４６×０．６６７＝０．９７３と、わずかではあるが減少してしまったのだ。意図した結果とは逆になってしまった訳である。
ということは、我がＮｏ−１３９（もどき）その２は残念ながら成功していないということになる。しかもこの間の方形波応答を仔細に観察すると、前者に比較して後者の方形波の立ち上がり立下りのスピードがややダウンしてことが見て取れる。
そうなのか・・・。と、我がＮｏ−１３９（もどき）その２をしばし眺める・・・（嘆）
「姑息なのだよ」 へへぇぇぇ・・・ ｍ（＿＿）ｍ
やはりＮｏ−１３９形式ではこれ以上のＳＥＰＰ出力段の出力アップ、特に低インピーダンス負荷に対する出力アップは困難である。
これを可能にするためにはやはりベース抵抗のアップと２段目差動アンプの動作電流アップが両立する回路にすることが必要だ。
それは２段目差動アンプに定電流回路を付加することにより実現する。
やはりＫ先生に従うしかないか・・・（＾＾；
２段目差動アンプの動作電流設定は自由になったので思い切って１０ｍＡである。だからその出力可能電流範囲も０ｍＡから２０ｍＡと大きく拡大する。ベース抵抗も１ｋΩだ。
これで２段目差動アンプが最大の±２０ｍＡの振幅をしたとして終段ＳＥＰＰの出力電圧はどこまでアップするか。負荷は勿論パラメトリックに２Ω、４Ω、８Ω、１６Ωである。
負荷２Ω時でピーク３４．５Ｖ、４Ω時はピーク４５．１Ｖであるが４Ω以上についてはもはや電源電圧によって飽和したものと見るべきだろう。
これであれば、理論的には２Ω負荷でも３００Ｗの出力が可能であることになるから、２段目差動アンプに起因する出力段の出力制限要素は事実上なくなった。２段目差動アンプの終段ドライブ能力が大幅に向上し、合わせて終段自体のｇｍも大きくなって、結果終段の低インピーダンス負荷ドライブ能力も大きく向上したのである。
が、２Ｎ３０５５の最大許容損失やＡＳＯという制約はそのままであるから、現実にはその観点から出力を制限しなければならない。
その意味では２段目差動アンプの動作設定を１０ｍＡにするのは過剰設定ではある。
ところで、上の１０ｋＨｚ方形波応答波形を良く見ると、ベース抵抗が１ｋΩと大きいことによるのか立ち上がり立下りが更に鈍っていることが分かる。
そこでこれを少しスピードアップするためベース抵抗を２２０Ωにしてみよう。
やはりスピードアップしている。
が、終段の出力可能電圧は小さくなる。
実は２段目差動アンプの動作点だってＡ６０７の許容損失を考えて設定しなければならない。
など、あらゆる検討の結果がＮｏ−１７４、Ｎｏ−１７６の回路である訳だ。
「当たり前だ。」 はっ。ｍ（＿＿）ｍ
で、結論だが・・・
我が家で使用する限り８Ωスピーカーで最大出力を出すこともないのでパワーアップの要はない。し、４Ω以下のスピーカーをこれでがんがん鳴らそうとも考えていない。したがって我がＮｏ−１３９（もどき）たちの処遇は現状のままで可。と決定。（＾＾；
さて、終段が大電流型ＭＯＳである場合は２段目差動アンプがＮｏ−１３９形式で良いのは何故か？
それは、Ｋ先生おっしゃるとおりその場合は終段ＳＥＰＰのドライブにＴＲのような大きな電流を要しないからである。
そこで、終段の２Ｎ３０５５を大電流型ＭＯＳの範疇と思われる２ＳＫ８５１に交換して同様にやってみる。
ベース抵抗を１ｋΩにすると２段目差動アンプの動作点が４ｍＡで２ＳＫ８５１のアイドリング電流が８７ｍＡになった。
アイドリング電流はやや少なめだがまぁ良かろう。
方形波の振幅は勿論±４ｍＡまで可能なのだが、内輪の±２ｍＡである。
結果、
何と２Ω負荷でもピーク２５Ｖが得られており、４Ω以上は電源電圧で飽和している。
２段目の終段ドライブ能力はこれで全く十分だ。ということが明らかである。
あえて２段目差動アンプの電流振幅を±３ｍＡとしてみると、
負荷２Ωでも出力が飽和してしまうのである。
こうして比較すると、ドライブに電流を要するトランジスタの駆動というものは実に難儀なものであるということが分かりますなぁ・・・（＾＾；
それにこの方形波応答波形のあまりの違いよう。ちょっと唖然としてしまいます。
２ＳＫ８５１のピンチオフ電圧が高いためにドライバーの２ＳＣ９６０の動作電流が２０ｍＡととても大きいということもあると思われるが、それにしてもあまりに違いすぎる結果だ。
これだと２ＳＫ８１５の方形波応答はＭＨｚに達するだろう。そのスピードは２Ｎ３０５５の２桁上だ。要するに次元が違う。
ふ〜む・・・。
この２ＳＫ８５１のモデリングは正しいのか、という点はあるのだが、やはり２Ｎ３０５５は“いにしえ”の素子なのだなぁ・・・、との感慨を深く抱かざるを得ないのであった。
そこでだ。この際思い切って２Ｎ３０５５という“いにしえ”の石を捨て、現代ＴＲを終段に起用してみたらどうだろう。案外現代パワーＴＲは２Ｎ３０５５以上のｇｍと高速性を有しているかも知れないし・・・。
そこで、例として２ＳＣ５２００である。“高速スイッチング用パワートランジスタ”とうたわれているがメーカー製オーディオパワーアンプにも使われているＴＲだ。
如何なる結果が得られるのか。同様にやってみよう。
なんと・・・
２ＳＣ５２００。２ＳＫ８５１に匹敵する、というかそれ以上の高速性を発揮している。これも方形波応答は軽くＭＨｚに達する。さすがに高速トランジスタだ、ということだろうか。そのスピードは２Ｎ３０５５の２桁以上上である。
しかもこれで２Ω負荷に３３．５Ｖが出力されており、４Ω負荷以上は電源電圧の５０Ｖで飽和してしまっている。従ってこのシミュレーションに現実妥当性があるのであれば、２ＳＣ５２００を終段に起用すれば２段目差動アンプはＮｏ−１３９型式でも十二分に低インピーダンス負荷に対応できるのだ、ということになる。
・・・・・・。
う〜ん・・・“いにしえ”も悪くはないが、そろそろこういう現代版トランジスタを使ってみても良いのではないかなぁ・・・な〜んて（＾＾；
我がＮｏ−１３９（もどき）で試してみようかなぁ・・・、安いし（＾＾；
が、この２ＳＣ５２００。拾ってきた氏素性の不明なモデルなので現実妥当性は不明だ。
そこで、Ｖｂｅ−Ｉｃ特性を描かせてみよう。
なんと・・・
この２ＳＣ５２００。０．８Ｖから０．９Ｖの０．１Ｖで５Ａだから、そのｇｍ≒５０Ｓ！ 大電流型ＭＯＳもびっくりではないか。
ホントかいな・・・（＾＾；
したがって以上のシミュレーション結果には何の意味もない可能性も高い。“妖しきシミュレーション”の面目躍如だわなぁ（＾＾；
という訳で、毎度のことだが以上のシミュレーション結果にはな〜んの保証もない。ので悪しからず。
また、登場したＰＳｐｉｃｅモデルについては何もお答えできないので重ねて悪しからず。（＾＾；
と、以上で終わりのはずだったのだが・・・（＾＾；
ふと、モトローラのディスクリート半導体部門を引き継いだのはオンセミだったよなぁ・・・と思いついて、オン・セミコンダー（株）のウェブサイトを覗いてみたのだった。
・・・
おぉ！ ２Ｎ３０５５のＰＳｐｉｃｅモデルが提供されているではないか！！
直ちにありがたく頂戴いたしたことは言うまでもありません。（＾＾）
勿論、ＭＪ２９５５もありますし、２Ｎ３０５５の高耐圧・パワーアップ版であるＭＪ１５０１５も現行品で、ＰＳｐｉｃｅモデルも提供されていますよん。（＾＾） ＦＥＴの２Ｎ５４６０，５４６１，５４６２シリーズも載ってます。
で、早速そのモデルを開いて見ると「２００４年１月２５日に作ったモデルだぜ」と書いてある。出来立てのほやほやではないか。
と思いつつ、そのオンセミ純正の２Ｎ３０５５の特性を探るべくＶｂｅ−Ｉｃ特性を観てみたのだった。
う〜む・・・。上で使った２Ｎ３０５５のモデルとは大分違いますなぁ・・・
こちらが上の２Ｎ３０５５のモデルのＶｂｅ−Ｉｃ特性図だ。
一見して両者の大きな違いは大電流領域でのｇｍの低下度であることが分かる。
２ＳＣ５２００のようにずっと指数関数特性ではなく、Ｉｃ＝２Ａ付近からｇｍ上昇が萎えてしまってコンプレッサー特性になってしまう点は共通であるのだが、その萎え具合はオンセミ２Ｎ３０５５の方がずっと少ない。
したがって、ｇｍもオンセミ２Ｎ３０５５の方が全体的に大きく、例えばＩｃ＝２Ａ付近の０．１Ｖの範囲でみると、オンセミ２Ｎ３０５５が０．７Ｖから０．８Ｖで１．８Ａであるからｇｍ＝１８であるのに対して、他方は０．８５Ｖから０．９５Ｖで０．５Ａであるからｇｍ＝５と３．６倍の違いがある。
同じコンプレッサー特性でもやはり出来たてのオンセミ２Ｎ３０５５は若い分ずっと元気がよいのか（＾＾；
結局、同じく２Ｎ３０５５のモデルと銘打たれていてもパラメータの設定が異なればシミュレーション結果も変わってしまうのはあたり前であって、問題はどちらが現実の２Ｎ３０５５の特性を正しく反映したものなのか、ということである。もしかすると２Ｎ３０５５も多年に渡って製造され続けているＴＲであるから、徐々に特性改善され、その結果がオンセミの最新２Ｎ３０５５のＰＳｐｉｃｅモデルには反映されているということかも知れない。し、もしかするとオンセミ２Ｎ３０５５はいにしえのモトローラ２Ｎ３０５５とは中身が異なるものなのかも知れない。が、それはここでは検証不能である。
だからここはあくまで“妖しきシミュレーション”なのである。（＾＾； ＜ 威張ってどうする（−−）
オンセミ２Ｎ３０５５の低電流領域のＶｂｅ−Ｉｃ特性を拡大したもの。この辺が現実のアンプでの実用域だ。
このグラフからするとＩｃ＝１００ｍＡ付近でのｇｍは５Ｓ程度、３００ｍＡ付近では１０Ｓ程度である。上で使用した別の２Ｎ３０５５のモデルではＩｃ＝１００ｍＡ付近でのｇｍが１．５Ｓ程度、３００ｍＡ付近では７．５Ｓ程度であった。
このようにｇｍが違えば、上でやった２段目差動アンプの終段ＳＥＰＰドライブ能力≒終段ＳＥＰＰの低インピーダンス負荷ドライブ能力のシミュレーション結果も、多分良い方向に大きく変わるだろう。
オンセミ純正のＰＳｐｉｃｅモデルに敬意を表してやってみようではないか。
設定は同じである。
終段２Ｎ３０５５のアイドリング電流は１００ｍＡ程度に設定すると、２段目差動アンプの動作点は５．５ｍＡとなった。
したがってこれを１０ｋＨｚ最大振幅１１ｍＡの方形波信号でドライブすると、
まず振幅電圧だが、
負荷２Ω時でピーク２４．９Ｖ、４Ω時ピーク３６．８Ｖ、８Ω時ピーク４８．５Ｖ付近だがこれは電源電圧で飽和しているかも知れない。負荷１６Ω時は電源電圧で飽和している。
これが上の別の２Ｎ３０５５の場合は、負荷２Ω時でピーク１４．９Ｖ、４Ω時ピーク２５．７Ｖ、８Ω時ピーク４０．５Ｖ、負荷１６Ω時は電源電圧で飽和、であった。こちらの場合は２段目のドライブ電流振幅自体も大きかったから、この結果はやはりオンセミ２Ｎ３０５５のｇｍが大きいことによるものだ。
したがって、もしこのオンセミ２Ｎ３０５５のＰＳｐｉｃｅモデルが現実のオンセミ２Ｎ３０５５の特性を正しく反映したものであるとすれば、現行のオンセミ製２Ｎ３０５５を用いれば、我がＮｏ−１３９（もどき）の回路形式でも４Ω１００Ｗ超の最大出力が可能である。ということになる。
ついでにダーリントン入り口のベース抵抗を３３０Ωと我がＮｏ−１３９（もどき）その２設定にしてやってみる。
２段目差動アンプの動作点は３．６７ｍＡだ。
負荷２Ω時でピーク２３９Ｖ、４Ω時ピーク３４．９Ｖ、８Ω時ピーク４７Ｖ、負荷１６Ω時は電源電圧で飽和している。
やはり２２０の場合に比較しわずかではあるが低下する。う〜む。やっぱりそうなのか・・・
あとはその方形波応答波形なのだが、上の２Ｎ３０５５に比較すればオンセミ２Ｎ３０５５の方が高速であることは明らかだ。が、立ち上がり立下りの姿からして１００ｋＨｚ程度のレベルだ。やはり上の２ＳＫ８５１や２ＳＣ５２００には及ばない。
が、この辺は考えどころだ。これでもＮＦＢが掛かってしまえば十二分に高速な回路になる。また高速な素子の方が発振を招きやすくそのためベース抵抗やエミッタ抵抗等を入れねばならず何のために高速素子を用いるのか分からなくなるということもありがちのようだ。まして音が良いかどうかは全く分からない。
ま、その辺は自分で試してみるしかないか（＾＾；
ところで、国内半導体メーカーにももっと自社半導体のＰＳｐｉｃｅモデルを提供して欲しいものだ。
といったところで終了にしよう。
最後に繰り返しになるが、毎度のことだが以上のシミュレーション結果にはな〜んの保証もない。ので悪しからず。
また、登場したＰＳｐｉｃｅモデルについては何もお答えできないので重ねて悪しからず。（＾＾；
（２００４年２月７日）
（０．１Ω）
０．１Ωを忘れていた。（＾＾；
我がＮｏ−１３９（もどき）達にはこの終段２Ｎ３０５５等のエミッタ抵抗を省いてしまっているのだが、これを付けないと熱暴走の危険が増すので普通は付けるべきものだ。またこれを付けることによってその電流帰還作用により終段ＴＲのリニアリティも良くなり、周波数特性も良くなる。また、このエミッタ抵抗は保護回路の保護条件検出センサーとしても活用できる。したがってこの抵抗を取り外して音が良くなったなんて悦に入っているのははっきり言ってバ○だ。 ＞ （＾＾；
そこで、０．１Ωのエミッタ抵抗を付加した場合の方形波応答をオンセミ２Ｎ３０５５で観てみよう。
と、それがこれなのだが、終段のアイドリング電流を１００ｍＡ程度と同様にセッティングすると０．１Ωによる電圧降下分２段目の動作電流が０．０５ｍＡ増えてその動作点は５．５５ｍＡとなった。
が、入力方形波の振幅は上のエミッタ抵抗がない場合との比較のため±５．５ｍＡとする。
さあどういう結果になるか・・・
あやや、随分電圧振幅量が減ってしまった。負荷２Ω時でピーク１４Ｖ、４Ω時ピーク２５．４Ｖ、８Ω時４１Ｖ、負荷１６Ω時は飽和していると見ていいだろう。
これがエミッタ抵抗がない場合は負荷２Ω時でピーク２４．９Ｖ、４Ω時ピーク３６．８Ｖ、８Ω時及び１６Ω時飽和だったから、２Ω時で５６．２％、４Ω時で６９％もピーク電圧振幅量が減ってしまったのだ。
この結果からすると、エミッタ抵抗０．１Ωを付加した場合はオンセミ２Ｎ３０５５を起用した場合でも４Ω負荷や８Ω負荷に１００Ｗ超の電力を供給するためには２段目はＮｏ−１３９型式では駄目であり、Ｎｏ−１７４及びＮｏ−１７６で起用された型式が必要である、ということになる。
ふ〜む・・・、そうなのか。
何故か？
それはたった０．１Ωのエミッタ抵抗による電流帰還作用で２Ｎ３０５５のｇｍが大きく減少するからである。
そこで０．１Ωのエミッタ抵抗を入れてオンセミ２Ｎ３０５５のＶｂｅ−Ｉｃ特性を観てみると・・・
なんと、随分と傾きが緩くなってしまった。やはり０．１Ωでかなりｇｍが低下するのだ。
そこでエミッタ抵抗を０Ω、０．０５Ω、０．１Ω、０．２Ω、０．３Ω、０．４Ω、０．５Ωと変化させた場合のＶｂｅ−Ｉｃ特性をパラメトリック解析で一挙に観る。
グラフ左からエミッタ抵抗０Ω、０．０５Ω、０．１Ω、０．２Ω、０．３Ω、０．４Ω、０．５Ωである。
傾きがｇｍだが、その角度から概観するとエミッタ抵抗が０．１Ωでｇｍは２／３に、０．２Ωではｇｍは半分になってしまうのだ。
な〜んと！
終段がエミッタ接地動作をしている完全対称型では終段のｇｍ低下は即ちオープンゲインの低下である。
Ｎｏ−１３９型式についてはこのエミッタ抵抗の有無による音の顕著な変化が言われたが、それはほんの０．１Ωばかりのエミッタ抵抗がオープンゲインに、そしてそれは即ちＮＦＢ量に大きく直結しているということにもよるものだったのだろう。
最新のＮｏ−１７４、１７６では低インピーダンス負荷対応能力と併せて、帯域を狭めてもオープンゲインをこれでもかと思えるほど獲得される方向での設定がなされているが・・・、多分０．１Ωがあっても、それによって音的に一層良くなっているのかも知れない・・・
「当然である・・・。」 ははぁ〜 ｍ（＿＿）ｍ
（２００４年２月１５日）
